市場上的大多數(shù)高精度模數(shù)轉(zhuǎn)換器都具有一個電容性‘采樣與保持’片上放大器，其需要在每次轉(zhuǎn)換前進行再充電。因此，通常采用外部運算放大器。不幸的是，采樣電容器會降低放大器的穩(wěn)定性，因此，放大器會在其輸出顯示低電平振鈴。從而很難在非常短的時間內(nèi)（400毫微秒）為采樣電容器進行再充電使其達到非常高的精度 （40 V）。本文將對此問題進行解釋，并說明如何優(yōu)化模擬前端。

 

大部分模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸入均可連接到采樣電容器。在進行轉(zhuǎn)換之前，電容器充電可達到輸入電壓（參見圖1a）。輸入開關關閉。在t0時，通過打開輸入開關保持信號（圖1b）?，F(xiàn)在，轉(zhuǎn)換器可以處理信號了。電容器（包括開關）通常稱為‘采樣與保持階段。

模數(shù)轉(zhuǎn)換器的設計人員必須確定此電容器的容量。電容器容量越大，采樣噪聲（kT/C噪聲）越低。不過，電容器需要在轉(zhuǎn)換器的采樣期間（采集時間）再充電。以下例子說明進行此操作的難度。

 

德州儀器公司 （TI） 推出的 ADS8361 是一款 500kHz的16 位模數(shù)轉(zhuǎn)換器。其采樣電容器的容量是20pF，采集時間大約為 400 ns。信號應至少建立到最低有效位 （LSB） 大小的一半，其可以根據(jù)滿量程 （FSR） 進行計算：

 

1 LSB = FSR / 216

 

也可以使用此數(shù)據(jù)計算再充電過程所需的帶寬 （f3dB）：在采集時間內(nèi) （Ta=400ns），運算放大器必須建立到 LSB 的一半，對于16位轉(zhuǎn)換器來說，其為滿量程 （FSR）） 的1/216+1。如果輸入信號Vin 在一次轉(zhuǎn)換期間根據(jù)FSR改變到下一次轉(zhuǎn)換，而且再充電是一階指數(shù)曲線的話，則在電容器（Vc）的輸入端收到以下電壓：

 

 

如果驅(qū)動運算放大器的輸出電流受到限制，則建立與時間不是指數(shù)關系，而是時間線性關系，運算放大器轉(zhuǎn)換（圖2）。這會增加建立時間。

 

圖2：再充電電容性負載運算放大器的建立行為 （Settling behaviour）

 

再次假設兩次轉(zhuǎn)換輸入信號的變量是滿量程。對于 ADS8361 來說即為 5V。如果轉(zhuǎn)換采用一半采集時間，則運算放大器的轉(zhuǎn)換率 （SR） 必須至少為：

 

SR = 5V/0.2us=25V/us。

 

而且最大輸出電流必須大于：

 

 

不幸的是，大多數(shù)放大器都存在電容性負載方面的問題。電容器旨在降低驅(qū)動放大器的相位裕度，并使其變得不穩(wěn)定。因此，放大器的輸出通常會出現(xiàn)某些振鈴（圖3）。

 

圖3：振鈴放大器的建立行為

 

其振鈴一般很小，使用示波器不能觀察到，但是利用模數(shù)轉(zhuǎn)換器可以測量到。因此，DC 輸入電壓需要被施加到驅(qū)動運算放大器。在轉(zhuǎn)換器的輸入代碼隨不斷增加的采集時間振蕩時，則很可能放大器存在振鈴。

 

為了防止放大器產(chǎn)生振鈴，需要從電容器斷開放大器。這可以通過在放大器與電容器之間放置電阻來實現(xiàn)（圖4）。

 

圖4：轉(zhuǎn)換器的模擬前端

 

電阻的最大值 （Rmax） 可以利用在式 （1） 中計算得到的時間常數(shù)τ來計算：

 

τ = Rmax * C

 

Rmax =τ/ C = 1.7k Ω

 

請注意，替代電阻可以使用 RC 組合。此情況下，必須為上式中的內(nèi)部電容器 C 增加一個外部電容器 Cex。另外，需要增加模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸入電阻 （ADC），其在大部分情況下都可以被忽略，因為轉(zhuǎn)換器的輸入電阻只有幾歐姆。

 

此電阻可以帶來其他優(yōu)勢，只要最大輸出電流高于以下值，放大器就不會再轉(zhuǎn)換：

 

Imax = FSR/R （= 5V/1.7k = 2.90mA）。 （3）

 

這使其建立行為更具有可預測性。

 

如果諧波失真 （THD） 是應用的重要規(guī)范的話，則最大電阻可能會受到應用的限制。

 

電阻器與采樣電容器共同構(gòu)成了一個低通濾波器。因此，在模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出代碼中只能看到低于公式 （2） 所計算的3dB頻率的系統(tǒng)噪聲的頻譜。

 

另外，驅(qū)動放大器也會增加應用的噪聲。為了確保其噪聲不高于系統(tǒng)噪聲，其總的均方根噪聲應小于轉(zhuǎn)換器的噪聲。假設轉(zhuǎn)換器的均方根噪聲大約為 30uV。其與180uV 的峰至峰噪聲相關（大約 ADS8361的2.5LSB）。利用公式 （2） 所計算的4.7MHz 帶寬，放大器的噪聲應該低于：

 

噪聲 = 30uV/sqrt （4.7MHz） = 13.8nV/sqrt （Hz）

 

請注意，這只是一種粗略估算。由于低通濾波器只以20dB/十進制降低，使用模數(shù)轉(zhuǎn)換器可以看到某些高于 3dB 的噪聲。為了更好的估算，頻率需要乘以 1.5。另外， ADS8361 具有差分輸入。因此，會在正、負輸入端注入噪聲，其在算式中增加一個 sqrt（2） 因數(shù)：

 

噪聲 = 30uV/（sqrt（2）*sqrt （4.7MHz*1.5） = 8nV/sqrt （Hz）。 （4）

 

此噪聲與放大器的帶寬無關（如果其帶寬高于 3dB））。

 

對于 ADS8361 來說，可以使用 TI的 OPA227 放大器，為了增加裕度，外部電阻應低于 1.7kΩ（大約 1.2kΩ）。目前，放大器的統(tǒng)一增益帶寬應等于或大于 RC （f3dB， RC = 1/（2πRC） = 6.6MHz） 3dB。最大輸出電流應至少為 4.2mA（公式（3）），噪聲應低于 6.7nV（公式（4））。OPA227 可以滿足所有要求，并且以合理的價格提供卓越的偏移。OPA227 還可以為差分輸入或多信道應用提供雙運放或四運放版本。

 

模數(shù)轉(zhuǎn)換器需要合適的模擬前端。如果不細心選擇的話，就有可能增加噪聲，出現(xiàn)低電平振蕩，偏移會改變，而且也會影響線性。本文為優(yōu)化模擬前端提供了指南，包括放大器的外部電阻、帶寬及噪聲。重要的是要牢記，某些應用可能會存在一些在這里沒有考慮到的非常特殊的要求。