【導讀】反激式拓撲結構憑借其寬工作范圍內所具有的簡單性與穩健性，近幾十年來一直在低功率 AC/DC 應用中占據主導地位。而同步整流器 (SR) 也在最近幾年中取代了反激電源中傳統的肖特基二極管，實現了效率的明顯提升。

但是，反激式變換器仍需不斷改進傳統的反激拓撲，才能應對效率與功率密度需求的不斷提高。截至目前，反激拓撲已出現多個變體版本，并成功應用于 AC/DC 應用，例如零電壓開關 (ZVS) 反激拓撲、有源鉗位反激拓撲 (ACF)，以及即實現了零電壓開關又降低了開關損耗的混合式反激拓撲。這些新型反激拓撲改善了效率并提高了開關頻率，極大地推進了高功率密度的變換器設計。

然而，這些新興反激拓撲具有不同的工作原理，這給同步整流器控制帶來了新的挑戰。由于需要額外的開關脈沖來實現零電壓開關，同步整流器在一個開關周期內通常會導通兩次，而第二次導通周期可能會導致許多現有 SR 控制器發生嚴重擊穿。本文提出了一種解決方案，可以避免在設計帶同步整流功能的新型反激拓撲器件的過程中發生嚴重擊穿的風險。

ZVS 反激拓撲變體類型

通常，反激式變換器中的零電壓開關是通過偏置磁化電感為負極性來實現的，允許電感電流在原邊開關導通之前將電壓拉低至零。

圖 1 顯示了采用輔助繞組的 ZVS 反激拓撲，這是目前市場上常用的標準 ZVS 反激拓撲。 

圖 1：采用輔助繞組的 ZVS 反激拓撲

圖 2 顯示了 這種 ZVS 反激式控制器的典型工作波形。 

圖 2：ZVS 反激式控制器的典型工作波形

除了原邊 MOSFET (Q_P) 和 SR MOSFET (Q_S) 以外，這種拓撲還需要一個輔助 MOSFET (Q_A) 來支持 ZVS 的實現。在每個開關周期的 Q_P 導通之前，Q_A 先導通一小段時間，通過變壓器的輔助繞組將磁化電感偏置為負極性。該過程可以在 Q_P 導通之前將 Q_P 漏源電壓 (V_{DS_QP}) 下拉至 0V，從而實現零電壓開關。

Q_A 通常與 Q_P 一起放置在原邊接地端，因此二者均由原邊反激控制器控制以實現精確同步。SR 控制器則放置在副邊接地端，僅根據 Q_S 漏源電壓 (V_{DS_QS}) 的極性確定導通時間。當 Q_P 關斷時，磁化電流被迫流向副邊，而 Q_P 應在 V_{DS_QS} 變為負值時立即導通，以便有效為輸出供電。當 Q_A 導通時，V_{DS_QS} 也變為負值，因為變壓器的輔助繞組和副邊繞組具有相同的極性。

因此，在與原邊控制器之間沒有通信路徑的情況下，SR 控制器很難區分 Q_P 的關斷與 Q_A 的導通。 對于大多數現有 SR 控制器來說，這很可能導致二次導通事件。因為 Q_A 的導通時間往往非常短，而 Q_P 會在 Q_A 之后立即導通；SR 控制器會在這種極短的導通時間模式下持續運行且無法立即關斷。 在這種情況下，原邊和副邊之間可能會發生擊穿，從而導致電源變換器可靠性不高。

圖 3 顯示了非互補工作模式下的 ACF 拓撲結構。與互補模式不同，它采用斷續導通模式 (DCM) 來提高輕載效率。 

圖 3: ACF 拓撲

圖 4 顯示了 ACF 拓撲的典型工作波形。這種拓撲通過在導通 Q_P 之前二次導通鉗位 MOSFET (Q_C) 來實現零電壓開關。這會導致第二次 SR 柵極導通，并帶來擊穿的潛在風險。 

圖 4：非互補模式下 ACF 拓撲的典型工作波形

圖 5 顯示了 DCM 模式下的混合反激拓撲?；旌戏醇ね負淅弥C振電容通過變壓器輸出額外的功率，同時實現上管 MOSFET (Q_H) 和下管 MOSFET (Q_L) 的 ZVS。因此，與傳統反激拓撲相比，混合反激拓撲更適合高功率應用。

圖5: 混合反激拓撲

圖 6 顯示了混合反激拓撲的典型工作波形。在 DCM 模式下，Q_H 通過短時間導通 Q_L 來實現 ZVS。 因此，混合反激拓撲也有可能經歷第二次 SR 柵極導通并發生擊穿。 

圖 6：DCM 模式下混合反激拓撲的典型工作波形

可靠的 ZVS 反激拓撲 SR 控制

如前所述，大多數現有 SR 控制器通過簡單比較漏源電壓和特定電壓閾值來確定導通和關斷時序。 這導致同步整流器可能在每個開關周期中都導通兩次，與最小導通時間邏輯是沖突的，并增加了擊穿的風險。因此，我們需要一種先進的同步整流器控制方案來區分每個開關周期中的第一次和第二次的導通事件，并避免在任何工作條件下發生擊穿。

MP6951 是 MPS 推出的新型 SR 控制器，它采用智能控制方案來區分導通事件并應對擊穿風險。除了監測漏源電壓的極性變化外，MP6951 還可以監測高電平脈沖的幅度和持續時間。

如圖 7 所示，MP6951 根據漏源上的峰值電壓得到電壓閾值 (V_P)；在每個開關周期中，都實時比較漏源電壓和 V_P。只有當正脈沖持續時間大于可配置時長 t_W 時，才會啟用完全導通邏輯，同步整流器會在漏源極性翻轉時立即導通。

圖 7: MP6951 的導通條件

否則，即使漏源極性翻轉，導通邏輯也會被禁用或延遲。因為如果漏源電壓沒有超過 V_P，或者正脈沖的持續時間未超過 t_W，則同步整流器在零電壓開關的第二個脈沖期間不會導通。此外，MP6951 可根據輸入和輸出電壓的各種組合對 t_W 邏輯進行內部調節。最終實現同步整流器總在最合適的時間導通。

圖 8 顯示了采用 ZVS 反激拓撲時 MP6951 的工作波形。通常情況下，SR 柵極會在原邊 MOSFET 關斷后立即導通；但當其他開關（包括 Q_A、Q_C 和 Q_L）為零電壓開關導通時，SR 柵極不會導通。因此，完全消除了擊穿的風險。 

圖 8: MP6951 在 ZVS 反激變換器中的工作波形

結語

為滿足市場更高功率密度和效率的需求，新型反激拓撲變體正經歷快速發展。隨著越來越多的零電壓開關變體用于實際應用中，SR 控制器也必須與時俱進。作為同步整流器市場的領先企業，MPS 的 MP6951 提供的 SR 具有非常好的穩健性與可靠性。與現有的 SR 控制器相比，MP6951 可以匹配任何反激拓撲變體，其關鍵優勢就是消除了 ZVS 操作期間的擊穿風險。此外，MP6951 控制方案在尖端適配器產品中的有效性，已在理論和生產中得到了充分的驗證。

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