中心論題：

• 二極管串
• 維持電流
• 同步降壓結構

解決方案：

• 將LED串聯保證二極管串中的每個高亮度LED輸出亮度
• 比較VIFB和VIFBTH來調節輸出電流
• 將轉換器改為同步降壓結構可以提高電路效率

HB-LED (高亮度發光二極管)正越來越廣泛地應用于多個領域。其如此受歡迎的原因是它具有很多吸引 OEM和終端用戶的特點。高亮度LED結合了高效率、小體積、低電壓運行等特點，從而比傳統照明設備更為靈活。這種燈具有出色的低溫性能、色飽和度和亮度，以及較長的工作壽命。其不含汞的特性在照明行業向清潔技術發展的環保形勢下，更具優勢。

但由于LED預封裝的功率和工作電流分別達到了 5 W 和1.5 A，設備較大的制造容差表明，采用傳統的控制方法(如阻性電流限制)既不精確、效率又低。新電路滿足了精確和高效電流控制的需求，并且在某些情況下可簡化應用級別設計，降低成本。

二極管串
高亮度LED的亮度和色彩都取決于正向電流。要保證二極管串中的每個高亮度LED輸出亮度，可以將其串聯。但這種結構需要電流控制電路具有較高的電壓。由于高亮度LED的 IV 曲線過于陡峭，影響VF(正向電壓)制造容差的存在，同時，VF有隨溫度漂移等問題，并聯效果也不好。例如，Lumiled 公司Luxeon III 的VF在不同部分的差異可達到20%(表 1)。

盡管燈的電氣參數會發生變化，高亮度LED串的驅動電路還要保持恒定的平均負載電流。與高亮度LED串聯的小傳感電阻可提供二極管串電流的持續反饋。

接地參考的傳感電阻簡化了電流傳感電路，但在降壓轉換器中需要高壓驅動電路。要避免使用隔離變壓器，在設計中必須選擇高邊檢測和低電壓驅動電路，或者低邊檢測和高壓驅動電路。實現后者的一種有效方法是，采用有時間延遲滯后控制的高壓降壓驅動電路(見圖 1)。

維持電流
該電路的控制器通過比較反饋電壓VIFB和一個標稱的0.5V內部參考電壓VIFBTH來調節輸出電流。如果VIFB 低于VIFBTH，MOSFET導通，從而通過直流總線為高亮度LED串供電。同時，LC 諧振電路在VIFB 增大時存儲能量。當VIFB 達到閾值VIFBTH 時，MOSFET 在電路固有的固定時間延遲之后關閉。

該延遲允許VIFB 在MOSFET關閉之前超過閾值。在MOSFET 關閉后，諧振電路釋放其存儲的能量，為二極管串供電。在此期間，VIFB 逐漸降低，直到達到固定的閾值。比較器在閾值點打開或關閉，電路的延遲允許VIFB 在MOSFET 打開之前繼續降低，從而開始下一個循環。

固定時間延遲及相應的電路連續開關促使控制器將二極管串電流調節到平均值IOUT(AVG)，該值為VIFBTH (標稱0.5V)及傳感電阻RCS的整數商數。只要LC 振蕩電路能維持足夠低的紋波電壓—小于0.1V，這種關系就會成立。

只要輸出電壓的值保持在一定范圍內，這種利用控制器的延遲實現滯后的調節方式就可促使降壓轉換器自行調節。提高輸入輸出電壓比會加大電流紋波。輸入電壓和電流限制的需求確定了占空比。這種結構提供了連續而精確的電流控制，且不受輸入和高亮度LED正向電壓波動影響。

圖 2 、圖3 及表 2、表3 顯示了這種電路在90 ~265 VAC的通用輸入電壓范圍內，以350 mA驅動兩個有6個串聯LUXEON FLOOD 25-0032 HB-LED板時的結果。表 2 顯示了在輸入電壓范圍內良好的電流調節。圖 2 和圖3 說明了正如理論所示的，由于占空比較小，輸入電壓較高時紋波較差。這表明在主電壓較低的地區，如北美和日本，設備性能更加良好。然而，即使在最差的條件下，只要控制器輸入電壓保持在90 ~265 VAC的范圍內，仍可對電流進行適時調節。同時對只使用6個HB-LED板的系統進行了測量(見表 3) ，對比結果發現，±1.3%的調節差距導致負載電壓的差距高達33.4V ~16.4V。  

由于這種結構的效率為總線輸出電壓的反函數，因此，6個HB-LED 的系統效率低于12個HB-LED的系統，如表 3中所示。6個HB-LED 系統的效率也可以通過修改諧振電路來提高。

同步
將轉換器改為同步降壓結構可以提高電路效率，同時最少地增加電路復雜性和成本，特別是對于負載電流和輸入電壓較高的系統(見圖 4)。由于總線輸出電壓決定了降壓轉換器的占空比，該值較大的系統中，開關周期的大部分時間都由低壓設備控制。通常，MOSFET的I2RDS(on) 導通損耗比二極管的VI 耗散項小。可是，要比較兩種結構，還要考慮由二極管反相恢復時間造成的損耗與MOSFET的寄生二極管損耗的大小。

當高壓部分的MOSFET 導通時，公共節點電壓VS 迅速地從接地電壓滑向VBUS ，同時，低壓部分MOSFET 或二極管在反相恢復時間將VS 電流導向接地點。這會對低壓部分的開關設備造成功耗大、散熱多、增加元件的壓力。二極管的反相恢復時間通常比MOSFET寄生二極管短。在低頻和較小負載電流下，MOSFET 寄生二極管的恢復時間較長并不會引起任何問題。但在頻率和電流較高的情況下，一定要比較低邊設備每個結構的總損耗，以優化設計。

要降低MOSFET 寄生二極管的反相恢復損耗，可與MOSFET并聯一個肖特基二極管。由于兩種設備正向電壓存在差異，在開關空載時間，電感會消耗通過肖特基的電流。當高邊FET 導通時，由于寄生二極管不會在正向導通模式下運行，肖特基二極管較快的反相恢復時間將主導電路的活動。在低邊導通間隔，MOSFET較低的RDS(on) 可保證較低的導通損耗。