功率放大器是構(gòu)建新一代通信系統(tǒng)的核心組件，這類通信系統(tǒng)需要超寬的帶寬以支持高數(shù)據(jù)速率。為了設(shè)計一款高效的功率放大器，晶體管必須工作于開關(guān)模式之下，并且/或者具有反射端接諧波。然而，為了能在一個以上倍頻程帶寬下正常工作，在較低頻率下，諧波端應(yīng)在帶內(nèi)。此外，Bode-Fano帶寬理論認(rèn)為，對于給定的復(fù)合負(fù)載，可實現(xiàn)帶寬存在一個基本限值，該限值會降低目標(biāo)負(fù)載阻抗，進(jìn)一步偏離高效條件。

 

在本文中，我們將比較和對比兩種不同的寬帶高效功率放大器設(shè)計技術(shù)。一種設(shè)計采用一種非均勻分布式放大器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，完全集成于一個MMIC之中，其輸入和輸出匹配至50 Ω。另一種設(shè)計采用混合式設(shè)計技術(shù)，在封裝中集成了橋接-T輸入匹配MMIC。本文將首先簡要描述電路制造工藝，然后逐一展示和討論各種設(shè)計拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

 

 

這里使用的AlGaN/GaN HEMT器件基于TriQuint的0.25 μmGaN工藝TQGaN25，采用100mm SiC晶圓制成。這是一種TriQuint推出的大規(guī)模制造技術(shù)。在PAE匹配條件下，一個四指100μm柵極寬度晶體管(偏置電壓：Vd=40V，Id=100 mA/mm)的典型功率密度為5.5W/mm，10GHz時的PAE為60%。

 

 

A. 電路設(shè)計

 

為了實現(xiàn)最高的功率和效率，我們選擇了非均勻分布式功率放大器(NDPA)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。NDPA不是以50Ω的阻抗端接漏極線路，而是采用了漸變傳輸線。為每條傳輸線路選擇特定的寬度，以便為每個單元提供最佳負(fù)載。在某些情況下，各個單元的器件尺寸也采用漸變設(shè)計。

 

由于目標(biāo)工作頻率為30MHz至2.7GHz，所以，我們選擇了5-單元設(shè)計，器件總周長為2.4mm，以實現(xiàn)功率、增益、帶寬和芯片尺寸的平衡。隨后，我們計算出了各單元的器件尺寸和傳輸線路阻抗。結(jié)果如表1所示。第一個單元的尺寸為1.2mm，其目的是實現(xiàn)功率和效率的最大化。其余單元尺寸相等，均為0.3mm。請注意，在表1中，有一列為各個單元的漏電流(Id)。該電流表示器件的最大驅(qū)動電流，設(shè)定了輸出走線的最小寬度。

圖1：10W高效分布式放大器MMIC示意圖。芯片的總尺寸2.4 mm×1.8mm。

 

MMIC成品如圖1所示。芯片的最終尺寸為2.4mm×1.8mm。為了支持最低30MHz的工作頻率，我們選擇了片外偏置選項。這種設(shè)計的一個特點是在第一單元輸出端使用了線圈。請參考前面的表1，處理450mA電流所需的最小寬度為30μm。然而，在100μm厚的SiC基板上，寬30μm線路的典型阻抗只有76Ω，離最佳負(fù)載100Ω還有很大的差距。然而，線圈實際上會通過互耦合的方式增大線路的有效阻抗，仿真條件下，該線路的阻抗為105Ω。這樣就可以實現(xiàn)高效運(yùn)行。

 

我們把MMIC成品焊接在一塊厚40密耳的CuMo承板上，同時把RO4003板裝在MMIC周圍，以便進(jìn)行評估。我們對電路板上的50?走線進(jìn)行了去嵌入處理，使測量參考平面位于焊線的末端。如圖2所示，在30MHz至2.7GHz范圍內(nèi)，典型增益為20dB，并且在相同頻率范圍內(nèi)，輸入和輸出回波損耗為10dB或更低。

圖2：NDPA的實測小信號S參數(shù)值。MMIC在偏置于30V，360mA。

圖3：分布式放大器的實測Pout和PAE值。放大器以27dBm的恒定輸入功率驅(qū)動，偏置電壓Vd=30V，偏置電流Idq=360mA。

 

大信號測量值表明，結(jié)果良好。圖3所示為MMIC在整個頻率范圍內(nèi)，在27dBm的恒定輸入功率(這相當(dāng)于約5dB的壓縮值)下的輸出功率和PAE。當(dāng)漏極電壓為30V時，MMIC在不超過2.5GHz的整個頻率范圍內(nèi)可產(chǎn)生大于10W的輸出功率，在不超過2.7GHz的范圍內(nèi)，可產(chǎn)生8W或以上的輸出功率(功率密度超過4 W/mm)，并且在整個頻段，PAE均優(yōu)于52%。在500MHz以下，MMIC可實現(xiàn)近70%的PAE。如此高的PAE源于第一個單元加載了高阻抗。請注意，這里展示的功率和PAE測量值只是在基頻輸出功率條件下得到的結(jié)果，不得用于計算功耗。要計算功耗，我們必須使用總功率，包括諧波下的所有功率。

 

我們前面展示的分布式放大器技術(shù)對MMIC效果明顯。然而，對于混合分立式設(shè)計來說，要實現(xiàn)多級是十分困難的。我們選擇采用一種橋接T拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，將單個晶體管的輸入端匹配至50Ω。我們選擇了合適的晶體管的尺寸，以便輸出端的50Ω端口與其目標(biāo)負(fù)載線完好匹配，因此，放大器輸出端可以不匹配。我們選擇了一款周長為1.24mm的晶體管。另外，借助周長為2.48mm的晶體管也可實現(xiàn)不錯的負(fù)載線，其一般具有更高的效率和更低的功率密度。要進(jìn)一步優(yōu)化性能，可以在電路板級進(jìn)行更多匹配。MMIC成品如圖4所示。芯片的最終尺寸為1.277mm ×1.06mm。用周長為2.48mm的晶體管(本文中未討論)打造的另一款芯片的尺寸為1.277mm ×1.305mm(大23%)。

圖4：用于混合分立式功率放大器解決方案的MMIC成品圖(左)和原理圖(右)。

 

橋接T拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是Zobel網(wǎng)絡(luò)的修改版，可以在輸入端提供恒定阻抗。用于匹配晶體管輸入端的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖4所示。該電路的匹配設(shè)計可在30MHz至2700MHz范圍內(nèi)提供良好的回波損耗性能。橋接T匹配的不足之處在于，網(wǎng)絡(luò)損耗較大。然而，在這些低頻下，晶體管擁有較大的增益，可以平衡掉這些損耗，從而使芯片在各種頻率下均能無條件保持穩(wěn)定。因此，對于該工作頻率，橋接T是一種非常合適的選擇，不會影響性能。

 

橋接T網(wǎng)絡(luò)的低頻性能在很大程度上取決于并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)中的阻抗。為了在低頻下實現(xiàn)實部阻抗，需要使用一個較大的電容。為此，我們用一個焊盤連接一個片外電容(見圖4中的外部電容)。由于MMIC的輸入端已匹配至50 Ω，因此，輸入網(wǎng)絡(luò)不需要進(jìn)行其他匹配。此外，器件在尺寸設(shè)計上已在輸出端提供近50 Ω的負(fù)載線，因此，輸出匹配網(wǎng)絡(luò)只需要一個串聯(lián)L并聯(lián)C網(wǎng)絡(luò)以保障高頻性能，然后，在低頻下提供50Ω的負(fù)載阻抗以保障寬帶性能。輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)都采用了寬帶偏置網(wǎng)絡(luò)，并部署在一塊4”×3”的應(yīng)用板上。

 

 

我們在一塊用Rogers 4350B制成的電路板上對最終器件進(jìn)行了測試。50Ω匹配輸入表現(xiàn)良好，能在40MHz至2.7GHz的范圍內(nèi)實現(xiàn)10dB的回波損耗，在低至30MHz的頻率范圍內(nèi)實現(xiàn)7dB的回波損耗(圖5)。器件在低頻下實現(xiàn)12dB的增益，在高頻下實現(xiàn)17dB的增益。

 

在32V和脈沖條件下，放大器實現(xiàn)了5W的典型輸出功率(或者，4W/mm的功率密度)，在1至2.7GHz范圍內(nèi)實現(xiàn)45%的功率附加效率(圖6)。我們選擇了脈沖而非CW工作模式，因為評估板限制了總功耗。另外，我們在1至2.7GHz范圍內(nèi)對數(shù)據(jù)進(jìn)行了測量，因為我們無法在1GHz以下構(gòu)建脈沖試驗臺。

 

 

結(jié)果表明，兩款放大器均能在30~2700 MHz范圍內(nèi)工作，二者具有相似的輸出功率密度。完全匹配的MMIC在器件尺寸以及輸出功率的選擇方面表現(xiàn)出較大的靈活性，但其代價也比較大。另一方面，我們展示的混合式解決方案具有較為獨特，器件尺寸固定，因此對性能形成了限制；較小或大得多的晶體管都無法在整個帶寬范圍內(nèi)取得良好效果。但是，由于芯片尺寸非常小(為MMIC的1/4，但功率僅少一半)，因此其代價更能令人接受。另外，最多可以使用兩倍周長的晶體管，可實現(xiàn)類似MMIC的性能，芯片尺寸增幅也不大(23%)，并且混合式解決方案可使用外部元件進(jìn)行調(diào)整，以在特定頻段范圍內(nèi)實現(xiàn)更加優(yōu)化的性能。然而，MMIC解決方案由于要處理的寄生電容較少，所以可以實現(xiàn)卓越的性能。歸根結(jié)底，如果系統(tǒng)側(cè)重于打造一種低成本的解決方案，并且可以犧牲一定的性能，則混合式解決方案是更合適的選擇。然而，如果系統(tǒng)要求以較高的代價提供特定的性能，則MMIC解決方案是更好的選擇。盡管如此，實踐表明，兩種設(shè)計技術(shù)都是寬帶條件下的有效選擇。

圖5：混合MMIC分立式功率放大器的小信號S參數(shù)實測值。