當選擇一個可從單電源產(chǎn)生多輸出的系統(tǒng)拓撲時，反激式電源是一個明智的選擇。由于每個變壓器繞組上的電壓與該繞組中的匝數(shù)成比例，因此可以通過匝數(shù)來輕松設置每個輸出電壓。在理想情況下，如果調(diào)節(jié)其中一個輸出電壓，則所有其他輸出將按照匝數(shù)進行縮放，并保持穩(wěn)定。

 

然而，在現(xiàn)實情況中，寄生元件會共同降低未調(diào)節(jié)輸出的負載調(diào)整。在本電源小貼士中，我將進一步探討寄生電感的影響，以及如何使用同步整流代替二極管來大幅提高反激式電源的交叉調(diào)整率。

 

例如，一個反激式電源可分別從一個48V輸入產(chǎn)生兩個1 A的12V輸出，如圖1的簡化仿真模型所示。理想的二極管模型具有零正向壓降，電阻可忽略不計。變壓器繞組電阻可忽略不計，只有與變壓器引線串聯(lián)的寄生電感才能建模。這些電感是變壓器內(nèi)的漏電感，以及印刷電路板（PCB）印制線和二極管內(nèi)的寄生電感。當設置這些電感時，兩個輸出相互跟蹤，因為當二極管在開關周期的1-D部分導通時，變壓器的全耦合會促使兩個輸出相等。

 

圖1：該反激式簡化模型模擬了漏電感對輸出電壓調(diào)節(jié)的影響。

 

現(xiàn)在考慮一下，當您將100 nH的漏電感引入變壓器的兩根二次引線，并且將3μH的漏電與初級繞組串聯(lián)時，將會發(fā)生什么。這些電感可在電流路徑中建立寄生電感，其中包括變壓器內(nèi)部的漏電感以及PCB和其他元件中的電感。當初始場效應晶體管（FET）關斷時，初始漏電感仍然有電流流動，而次級漏電感開啟初始條件為0 A的1-D周期。變壓器磁芯上出現(xiàn)基座電壓，所有繞組共用。該基座電壓使初級漏電中的電流斜降至0 A，并使次級漏電電流斜升以將電流傳輸?shù)截撦d。

 

當兩個重載輸出時，電流在整個1-D周期持續(xù)流動，輸出電壓平衡良好，如圖2所示。然而，當一個重載輸出和另一個輕載輸出時，輕載輸出上的輸出電容傾向于從該基座電壓發(fā)生峰值充電；因為電流迅速回升到零，其輸出二極管將停止導通，。請參見圖3中的波形。這些寄生電感的峰值充電交叉調(diào)節(jié)影響通常比整流器正向壓降單獨引起的要差得多。 

 

圖2：當對兩個輸出施加重載時，在整個1-D周期內(nèi)，次級繞組電流在兩個次級繞組中流動。您可以看到上方紅色跡線上的基座電壓。 

 

圖3：重載次級1和輕載次級2。基座電壓對次級2的輸出電容器進行峰值充電。

 

無論負載如何，同步整流器有助于通過在整個1-D周期內(nèi)強制電流流入兩個繞組來減輕此問題。圖4顯示了具有與圖3相同負載條件的波形，但用理想的同步整流器代替了理想的二極管。由于同步整流器在基座電壓降低后保持良好狀態(tài)，因此即使出現(xiàn)嚴重不平衡的負載，兩個輸出電壓也能很好地相互跟蹤。

 

雖然次級2的平均電流非常小，但均方根（RMS）含量仍然可以相當高。這是因為，與圖3中的理想二極管不同，同步整流器在整個1-D周期期間可強制連續(xù)電流流動。有趣的是，電流在這一周期的大部分時間內(nèi)必須是負的，以保證低平均電流。

 

顯然，您犧牲更佳的調(diào)節(jié)以實現(xiàn)更高的循環(huán)電流。然而，這并不一定意味著總損耗會更高。同步整流器的正向壓降通常遠低于二極管，因此同步整流器在較高負載下的效率通常要好得多。 

 

圖4：用同步整流器代替二極管以強制電流在兩個次級繞組中流動，并消除基座電壓的峰值充電。

 

您可以在圖5中看到對交叉調(diào)節(jié)的影響。1號輸出上的負載在1A時保持穩(wěn)定，而2號輸出上的負載則在10 mA到1A之間起伏。在低于100 mA的負載下，當使用二極管時，由于基座電壓峰值充電的影響，交叉調(diào)節(jié)嚴重降低。

 

請記住，您之所以只看到漏電感的影響，是因為在這些模擬中使用的是理想的二極管和理想的同步整流器。當考慮電阻和整流器的正向壓降影響時，使用同步整流器的優(yōu)勢會進一步凸顯。

 

因此，為了在多輸出反激式電源中實現(xiàn)卓越的交叉調(diào)節(jié)效果，請考慮使用同步整流器。此外，您還可能提高電源的效率。查看TI用于PoE應用參考設計的40V至60V輸入40W雙輸出隔離反激式轉換器（4.33A時6V）和3類雙輸出隔離反激式轉換器，以作為使用同步整流器的反激式電源示例。

 

圖5：該圖顯示了兩個輸出之間的交叉調(diào)節(jié)，其中1號輸出上的1-A負載保持穩(wěn)定，而2號輸出上的負載不斷變化，從而凸顯了同步整流器如何減輕漏電感的影響。

 

來源：TI博客文章